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    公开号:WO1986006565A1
    申请号:PCT/JP1986/000217
    申请日:1986-04-28
    公开日:1986-11-06
    发明作者:Kazuhiro Sato
    申请人:Sony Corporation；
    IPC主号:H03J7-00
    专利说明:
    [0001] 明 細 書
    [0002] 発明の名称 電子同調式 受信機
    [0003] 技術分野
    [0004] 本発明は、 同調回路を備える高周波增幅回路、 周波数変換画路、 中間周波增幅画路、 復調回路及び周波数変換回路の局部発振器の 発振周波数を制御する同調制御電圧発生回路を有する電子同調式 F M受信機に関する。
    [0005] 背景技術
    [0006] 第 7図を参照して、 従来の電子同調式 F Mラジオ受信機につい て説明する。 ア ンテナ （ 1 ) より の受信信号は高周波増幅回路 R A に供給される。 この高周波增幅回路 R Aは髙周波増幅器 （ 3 ) 及 びその前後の高周波同調回路 （ 2 ) , ( 4 ) から構成されている。 髙周波同綱回路 （ 2 ) , ( 4 ) は夫々例えば複同調回路を構成し ており、 夫々一対の電磁結合されたコイ ル L i , L 2 と、 これに 夫々並列接続されたコ ンデンサ C及び一対の電圧制御型可変容量 素子 （バラクタダイオー ド） V Cの直列画路とから構成されてい る。 高周波増幅回路 R Aより の高周波信号は、 周波数変換回路
    [0007] ( 5 ) を構成する混合回路 （ 6 ) に供給される。 混合面路 （ 6 ) より得られた中間周波信号は中間周波数信号増幅回路、 即ち中間 周波増幅画路 （ 8 ) を介して復調回路、 即ち周波数検波回路 （ 9 ) に供袷される。 （ 10) は周波数検波出力の得られる出力端子であ る。 （ 7 ) は周波数変換回路 （ 5 ) を構成する局部発振器で、 コ ィルしと、 これに夫々並列接続されたコ ンデンサ C及び一対の電 圧制御型可変容量素子 （バラクタダイオー ド） V Cの直列回路と から構成された共振回路 （7A) を備えている。
    [0008] (11) は同調制御電圧発生回路としての P L L (フヱーズ . 口 ック ド · ループ） で、 基準発振器 （ 12) 、 位相比較器 （ 13) 、 プ ログラマブル分周器 （ 14) 及びロ ーパスフ ィ ルタ （ 15) を有して いる。 そして、 局部発振器 （ 7 ) よりの癸振信号がプログラマブ ル分周器 （14) に供袷されて 1 /Nに分周され、 この分周された 信号と基準癸振器 （ 12) よりの基準信号とが位相比較器 （ 13) に 供袷されて位相比較され、 その比較出力がローバスフ ィ ルタ （ 15) に供給されている。
    [0009] そして、 このローパスフ ィ ルタ （15) より得られた同調制御電 圧が局部発振器 （ 7 ) の共振画路 ( の各電圧制御型可変容量 素子 V Cの力ソー ドに供袷される。 更に、 この同調制御電圧が高 周波增幅回路 R Aの各髙周波同調回路 （ 2 ) , ( 4 ) の各電圧制 御型可変容量素子 V Cの各カ ソー ドにも供袷されている。
    [0010] 斯る電子同調式 F Mラジオ受信機においては、 P L L ( II) の プログラマブル分周器 （ 14) の分周比を選択することによって、 選局周波数が決定される。 即ちプログラマブル分周器 （ 14) の分 周比の変更によって、 局部発振器 （ 7 ) の発振周波数が変更せし められると共に、 高周波增幅回路 R Aの高周波同調回路 （ 2 ) ,
    [0011] ( ) の通過帯域中心周波数が選局周波数に略一致するように変 更せしめられる。
    [0012] 上述した従来の電子同調式 F Mラジオ受信璣においては、 高周 波增幅回路 R Aの高周波同調画路 （ 2 ) , ( 4 ) の通過帯域中心 周波数は、 選局周波数、 即ち高周波受信信号の搬送波周波数に略 一致するように変化する。 即ち、 第 8図に曲線にて示す髙周波增 幅 111路 （ 2 ) , ( 4 ) の周波数特性に対し、 搬送波周波数 f 。 が その通過帯域中心周波数と一致している。 そして、 この搬送波信 号が変調信号 （オーディ オ信号） によって周波数変調されている ため、 高周波増幅回路 R Aに供給される高周波受信信号は周波数 f 0 を中心として時々刻々変化する。 例えばその瞬時周波数が f 0 - の場合、 高周波增幅回路 R Aに於けるレスポンスは図 示のように周波数が f 。 の場合に比べて低下すると共に、 の 値の如何によつて高周波受信信号は、 その位相が区々に変化する ことによって、 歪を受けることになる。
    [0013] 従って本発明の目的は電子同調式 F M受信機において、 髙周波 增幅回路において高周波受信信号が歪を受けに く いものを提案し よう とするものである。
    [0014] 発明の開示
    [0015] 本発明による電子同調式 F M受信璣は、 同調回路を備える高周 波増幅回路、 周波数変換画路、 中間周波数信号增輻回路、 復調翻 路及び周波数変換回路の局部発振器の発振周波数を制御する第 1 の同調制御電圧発生回路を有する電子同調式 F M受信機において、 第 1 の同調制御電圧発生回路よりの同調制御電圧を、 復調回路の 検波出力に応じて変化させて高周波增幅回路 -R Aの同調回路に供 袷し、 -その同調周波数が高周波受信周波数に 追従するように制 御する第 2 の同調制御電圧発生 Hi路を設けたことを特徴とするも のである。
    [0016] 斯る本発明によれば、 第 2 の同調制御電圧発生回路により、 高 周波増幅回路 R Aの同調回路の通過帯域中心周波数が高周波受信 信号の周波数に略追従するので、 高周波増幅回路の出力の振幅特 性が略平坦になると共に、 位相特性が略平坦となって、 高周波受 ί言信号の高周波増幅回路に於ける歪が減少する。
    [0017] 図面の簡単な説
    [0018] 第 1図は本発明の一実施例を示す回路図、 第 2図は高周波同調 1路の周波数特性と高周波受信信号の周波数関数を示す特性曲線 図、 第 3図は高周波同調回路における振幅周波数特性及び位相周 波数特性を示す特性曲線図、 第 4図は演算増幅器 （21) の出力電 圧の周波数特性を示す特性曲線図、 第 5図は高周波同調回路の各 電圧制御型可変容量素子に供給される同調制御電圧の周波数特性 を示す特性曲線図、 第 6図は本発明の他の実施例の一部を示す in 路図、 第 7図は従来例の回路図、 第 8図は従来例の髙周波同調面 路の周波数特性及び高周波受信周波数の関係を示す特性曲線図で ある。
    [0019] 発明を実施するための最良の形態
    [0020] 以下に第 1図を参照して、 本発明の一実施例を説明する。 第 1 図は電子同調式 F Mラジオ受信機を示し、 ア ンテナ （ 1 ) よりの 高周波受信信号は、 高周波増幅回路 R Aに供給される。 この高周 波増幅回路 R Aは高周波増幅器 （ 3 ) と、 その前段及び後段に設 けられた高周波同調回路 （ 2 ) , ( 4 ) とから構成されている。 髙周波同調回路 （ 2 ) , ( 4 ) は夫々例えば複同調回路にて構成 され、 電磁結合されたコ イ ル L i , L 2 と、 これに夫々並列接続 されたコ ンデンサ C及び一対の電圧制御型可変容量素子 （バラク タダイオー ド） V Cの直列回路とから構成されている。 高周波増- 幅回路 R Aの出力は、 周波数変換画路 （ 5 ) を構成する^合画路 ( 6 ) に供給され、 これより得られた中間周波信号は中間周波数 信号増幅回路、 即ち中間周波増幅回路 （ 8 ) を介して復調回路
    [0021] ( 9 ) に供給され、 出力端子 （ 10) に検波出力が得られる。 （ 7 ) は周波数変換回路 （ 5 ) を構成する局部発振器であって、 コ イ ル L と、 これに並列接続されたコ ンデンサ C及び一対の電圧制御型 可変容量素子 （バラクタダイオー ド） V Cの直列回路とから成る 共振回路 （7A) を備えている。
    [0022] ( 11) は第 1 の同調制御電圧発生回路としての P L L (フヱ一 ズ · ロ ッ ク ド · ループ） であって、 基準発振器 （ 12) 、 位相比較 器 （ 13) 、 プログラマブル分周器 （ 14) 、 ローパスフ ィ ルタ （ 15) を有している。 局部発振器 （ 7 ) よりの局部発振信号が分周器
    [0023] ( 14) に供袷され 1 にて分周され、 この分周出力と基準発振 器 （ 12) より の基準発振信号とが位相比較器 （13) に供給されて 位相比較され、 その比較出力がローパスフ ィ ルタ （15) に供給さ れる。 このローパスフ ィルタ （ 15) より得られた同調制御電圧は、 局部発振器 （ 7 ) の共振画路 （7A) の各電圧制御型可変容量素子 V Cの力ソ ー ドに供給される。
    [0024] (25) は同調制御電圧発生回路であり、 以下にこれについて説 明する。 P L L ( 11) より の第 1 の同調制御電圧が、 バッ ファ增 幅器 （ 17) を介して抵抗器 （18) 及び （ 19) の直列回路の両端に 印加される。 抵抗器 （ 18) , (19) の接続中点より得られた電圧 が、 演算増幅器 （ 16) の非反転入力端子に供袷される。 演箅增幅 器 （ 16) の出力端子及び反転入力端子間に抵抗器 （20) が接続さ れている。
    [0025] 周波数検波回路 （ 9 ) の検波出力、 即ちオーディオ信号が演算 増幅器 （21) の非反転入力端子に供給される。'演算増幅器 （21) の出力端子及び反転入力端子間には抵抗器 （22) が接続される。 そして、 演算増幅器 （21) の出力蠕子が抵抗器 （23) を通じて演 箅増幅器 （ 16) の反転入力端子に接続される。 バッ ファ増幅器
    [0026] ( 17) の出力はウ ィ ン ドコ ンパレータ （24) に供給されて例えば 5個の基準電圧と比較され、 その 5個の基準電圧の間のいずれの 領域に入っているかによって、 4種類の比較出力を発生する。 演 箅増幅器 （21) の反転入力端子は、 夫々オンオフスィ ツチ S i 〜 S 4 、 抵抗器 〜 R 4 及び直流電源 〜 E 4 の直列回路を夫 々通じて接地される。
    [0027] そして、 演算増幅器 （ 16) より の同調制御電圧が高周波增幅画 路 R Aの各高周波同調画路 （ 2 ) , ( 4 ) の各電圧制御型可変容 跫素子 V Cのカ ソー ドに供給される。
    [0028] 次に、 この電子同調式 F Mラジオ受信機の動作を説明する。
    [0029] P L L ( 11) のプログラマブル分周器 （ 14) の分周比を可変する ことにより、 選局を行う ことができる。 即ち、 プログラマブル分 周器 （ 14) の分周比が変化するこ とによって、 局部発振器 （ 7 ) の局部^振周波数が変化すると共に、 高周波増幅回路 R Aの各高 周波同調回路 （ 2 ) , ( 4 ) の帯域通過中心周波数が選局周波数、 即ち高周波受信信号の搬送波周波数に略一致するように ト ラ ツキ ングがと られる。
    [0030] ところで、 電圧制御型可変容量素子 （バラクタダイォー ド） の 容量及び制御電圧の関係は非直線で、 これを用いた同調画路の場 合、 同調周波数が高く なるにつれて、 同一周波数偏位を得るため の制御電圧偏位は大となる。 即ち、 制御電圧は同調周波数の 2〜 3乗に比例する。 そこで、 この点を考慮して、 演算増幅器 （21) の利得を次のように折れ線近似によって変更する。 即ち、 パ 'ソ フ ァ増幅器 （ 17) よりの同調制御電圧をゥ イ ン ドコ ンパレータ （20) に供給して、 例えば 5個の基準電圧 V a , V b , V c , V d , V-e
    [0031] (伹し V a く V b < V c < V d < V e ) と比較す^。 そして、 同 調制御電圧がこれら基準電圧 V a 〜 V e の間の 4つの領域のいず れにあるかによつて、 スィ ツチ S i 〜 S 4 を選択的にオンにして、 演算増幅器 （21) の利得を抵抗器 〜 R 4 の抵抗値の如何によ つて変更し、 これによつて検波回路 （ 9 ) の検波出力電圧を補正 して、 同調回路 （ 2 ) , ( 4 ) の同調周波数と制御電圧との関係 を、 上述の特性に合わせるようにする。
    [0032] 更に、 受信周波数帯域 （例えば 76MHz〜 90MHz) 内に於いて、 髙周波同調回路 （ 2 ) , ( 4 ) の通過帯域中心周波数 （同調周波 数） が選局周波数 （高周波受信搬送波周波数） に略一致するよう に、 バッファ増幅器 （17) よりの同調制御電圧を、 その電圧に応 じて直流電源 〜 E 4 を切換えて、 演算増幅器 （21) のオフセ ッ ト電圧を変更するこ とによって、 補正する。
    [0033] 简、 演算増幅器 （21) の非反転入力端子に供給される周波数検 波出力電圧を V 4 、 演算増幅器 （21) の出力電圧を V 3 、 バッ フ ァ増幅器 （ Π) の出力電圧を V i 、 演算増幅器 （16) の出力電圧 を V 2 とする。 そして、 V 3 = 0 のとき、 V 2 = V i となるよう に、 演算増幅器 （16) の利得を制御する。
    [0034] そして、 P L L ( 11) より の同調制御電圧を直接各高周波同調 龃路 （ 2 ) , ( 4 ) の各電圧制御型可変容量素子 V Cに供袷した 場合に於ける、 トラ ッキングヱラ一の周波数特性が第 4図の破線 に示す如く 、 例えば下に凸の特性を有するものとすると、 各同調 回路 （ 2 ) , ( 4 ) の各電圧制御型可変容量素子 V Cに供給する 制御電圧は、 これの逆特性のものであればよいことになる。 そこ で、 高周波受信周波数範囲を周波数 f a 〜 ί e の間とし、 その間 を 4等分して両端を含めた基準周波数 f a , f b , f c , i d , i e を選定し、 その各領域における略平均の制御電圧 V «, V β , V r , V <5を上述の直流電源 Ε 1 〜Ε 4 で得る。 即ち、 第 4図に 実線にて示す周波数特性を有する電圧が演算増幅器 （21) の出力 側の電圧 V 3 となる。
    [0035] 又、 抵抗器 〜 R 4 によって演算増幅器 （21) の利得を上述 の各周波数 ί 〜 f e 間の各領域において異ならしめて、 同調回 路 （ 2 ) , ( 4 ) の各電圧制御型可変容量素子 V Cに供袷する制 御電圧の勾配を異ならしめ、 第 5図に示すごとき周波数特性の同 鋼制御電圧 V 2 を演算増幅器 （ 16) の出力端子に得て、 各同調画 路 （ 2 ) , ( 4 ) の各電圧制御型可変容量秦子 V Cの各力ソ一 ド に供給する。
    [0036] 尚、 各スィ ッチを省略し、 各抵抗器の代りに F E T等の 1個の 可変抵抗素子を用いると共に、 各直流電源の代りに 1個の可変直 流電源を用いて、 演算増幅器 （21) の利得及びオフセ ッ トを夫々 連続可変するようにすることもできる。
    [0037] かく して、 第 2図に示す如く 、 高周波増幅回路 R Aに供給され る高周波受信信号の受信周波数 ί Q — Δ ί に応じて、 同調画路 ( 2 ) , ( 4 ) の通過帯域中心周波数 （同調周波数） がこの周波 数 ί 。 一 Δ ί と略一致するように変化する。 このため第 3図 Αに 示す如く、 高周波受信周波数に対する振幅特性は最大周波数儡位 を土 とするとき、 ί 。 —厶 f 及び ί 。 + Δ ί間の範囲で略平 坦となる。 又、 第 3図 Βに示す如く 、 高周波受信信号の位相特性 も " — 及び ί 。 +厶 ί間の範囲で略平坦となり、 これによ り高周波受信信号の高周波增幅回路 R Αに於ける歪が大幅に減少 する。
    [0038] 乂、 演算増幅器 （21) のオフセッ ト電圧を、 上述のように P L L ( 11) よりの同調制御電圧の値に応じて変化させるので、 高周波 增幅回路 R Aの高周波同調回路 （ 2 ) , ( 4 ) は確実に ト ラ ツキ ングをとるこ とができる。 ' 上述においては、 演算増幅器 （21) の反転入力蟠子及び接地間 4'こ、 オンオフスィ ツチ、 抵抗器及び直流電源から成る直列回路を 4つ並列接続して、 演箅増幅器 （21) のオフセッ ト電圧と利得の 両.者を同時に切り換えるようにしたが、 第 6図に示すごと く 2段 の演箅増幅器 （21 A ) , ( 21 B ) を設け、 夫々の出力端子及び反 転入カ嫱子間に抵抗器 （22A ) , ( 22B ) を接続し、 一方の演算 増幅器 （21 A ) の反転入力端子及び接地間に、 オ ンオフスィ ツチ S u〜 S w及び抵抗器 R i 〜 R 4 の各直列回路を並列接続し、 他 方の演算増幅器 （21 B ) の反転入力端子及び接地間に、 抵抗器 。 を介してオ ンオフスィ ツチ S 21〜 S 24及び直流電源 E i 〜 E 4 の 各直列回路を並列接続するように構成することもでき、 この場合 も第 1図と同様に動作する。
    [0039] 上述せる本発明によれば、 高周波增幅画路の高周波同調回路の 同調周波数が高周波受信周波数に略追従するようにしたので、 高 周波受信信号の高周波増幅回路における歪が減少する。
    权利要求:
    Claims 請 求 の 範 囲
    1. 同調回路を備える髙周波増幅回路、 周波数変換回路、 中間周 波数信号増幅画路、 復調回路及び上記周波数変換回路の局部発 振器の発振周波数を制御する第 1 の同調制御電圧発生回路を有 する電子同調式 F M受信機において、 上記第 1 の同調制御電圧 発生回路からの同調制御電圧を、 上記復調回路の低周波数信号 に応じて変化させて上記高周波増幅回路の同調 HI路に供給し、 その同調周波数が高周波受信周波数に略追従するよう に制御す る第 2 の同調制御電圧癸生画路を設けたことを特徴とする電子 同調式 F M受信璣。
    2. 上記第 1 の同調制御電圧癸生 E!路は、 基準発振器、 位相比較 器、 プ πグラマブル分周器及びロ ーパスフィ ルタから成るフヱ ーズ * ロ ック ド · ループ回-路から構成されると共に、 上記プ α グラマブル分周器の分周比を可変するこ とによって上記ローバ スフ ィ ルタの出力に上記第 1 の同調制御電圧を発生させると共 に、 上記第 2 の同調制御電圧発生回路の出力と上記フェーズ ♦ ロ ック ド · ループ回路のロ ーパスフ ィ ルタの出力とを加算する 加算手段を設けたことを特徴とする上記請求の範囲第 1 項記載 の電子同調式 F Μ受信機。
    3. 上記加算手段の出力は上記高周波増幅回路の同調回路に印加 される様にしたことを特徴とする上記請求の範囲第 2項記載の 電子同調式 F Μ受信機。
    4. 上記髙'周波增幅回路の同調回路の同調素子として、 電圧制御 型可変容量素子が設けられると共に、 該電圧制御型可変容量素 子の同調制御電圧対容量特性の非直線を補正する非直線補正手 段が設けられたことを特徴とする上記請求の範囲第 3項記載の 電子同調式 F Μ受信機。
    5. 上記非直線補正手段は上記フ ーズ · ロ ック ド · ループ回路 の α—パスフ ィルタの出力に接続されたゥ ィ ン ドコ ンパレータ と、 該ウ ィ ン ドコ ンバレーダの出力に応じて補正電圧を発生し、 該補正電圧を上記加算手段に印加する補正電圧発生回路とを設 けたことを特徴とする上記讃求の範囲第 4項記載の電子同調式 F Μ受信機。
    6, 上記第 2 の同調制御電圧発生回路の出力電圧レベルを、 上記 電圧制御型可変容量秦子の電圧 -容量特性に応じて可変するよ うにしたことを特徴とする上記請求の範囲第 5項に記載の電子 同調式 F M受信機。
    7. 上記復調回路の低周波信号を増幅して上記加算手段に供袷す る別の増幅器が設けられ、 該増幅器の利得が上記電圧制御型可 変容量素子の電圧-容量特性に応じて可変されるようにしたこ とを特徴とする-上記請求の範西第 6項に記載の電子同調式 F Μ 受信磯
    类似技术:
    公开号 | 公开日 | 专利标题
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    公开号 | 公开日
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    引用文献:
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    法律状态:
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    优先权:
    申请号 | 申请日 | 专利标题
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